反激变压器工程设计

时间：2023-05-01 01:58:17 资料我要投稿

相关推荐

反激变压器工程设计

电源网深圳电源技术交流会

2011年11月邹超洋

内容提要

? ? ? ?

? ? ?

反激电源的结构与应用匝比的选取 DCM或CCM工作模式漏感与分布电容气隙的作用与选取变压器的绕制技术安规与EMI的考虑变压器的验证与优化

反激电源的结构与应用

Flyback是Buck-boost的隔离版本， Flyback中变压器T的功能跟 Buck-boost中L1的作用基本相同，但多了一个隔离初、次级电压的功能。但变压器的设计比电感却复杂得多，需要有很强的理论知识与丰富的实践经验，才能很好的平衡各个参数，达到设计规格的要求

反激电源的结构与应用

反激式开关电源因为其简单的结构，低廉的成本，在小功率电源中，特别在多路输出的辅助电源中被广泛采用。由于反激变换器有较大的纹波电流流过变压器跟输出元件（DCM模式时纹波电流更大），这会降低整体效率，所以反激不适合大功率特别是大电流的输出场合，一般应用在小于150W的场合。反激电源中的变压器由于集三大功能（储能电感，电气隔离，电压与电流变换）于一身，而且在CCM模式工作时，变压器还需要承受较大的直流成分，所以其工作状态较其他单端正激类，双端正激类拓扑（push-pull,half-birdge,full-bridge及相关衍生拓扑）的变压器要复杂得多，很多电源工程师喜欢用纯数学理论的方法去计算与设计，往往很难得到满意的结果。其原因是因为变压器的实际模型中有很多的分布参数很难估算，所以，工程应用设计中往往需要将很多的参数作折衷考虑，以便获得更优的整体性能。

匝比的选取

匝比的选取跟电源的占空比息息相关 n = [Vin(min) / (Vo + Vf)] * [Dmax / (1-Dmax)] 或 Dmax = n*(Vo + Vf) / [Vin(min) + n*(Vo + Vf)]

由上式可以看出， Dmax ∝ n

反激电源中，如果采用电流控制模式，为了避免出现次谐波振荡，建议最大占空比不要超过0.5，否则需要采用斜坡补偿

匝比还决定这次级整流二极管的反向耐压值 Vd = Vo + Vin(max) / n

匝比的选取

匝比决定着初级的MOSFET的电压应力 Vmos = Vin(max) + n*(Vo + Vf)

由左图可知，增大匝比会使开关 MOSFET的Vds 电压应力增大， Snubber电路的损耗也加大，从而影响电源的整体效率。

DCM或CCM工作模式

DCM的优缺点：

所有功率元器件承受的峰值电流较大，电流的有效值也大，在一定程度上会影响电路的效率；大的di/dt会带来EMI问题；因为占空比跟输出的电流大小有关，要得到稳定的输出，必定有个最小负载的问题；对次级输出的电容要求也更高，否则会有很大的纹波问题。因为初级开关管开通前，次级整流二极管就已经关闭，

所以不存在反向恢复的问题；反馈补偿容易，不存在右半面零点的问题，所以负载电流突变引起的瞬态响应更快，过冲也不会太高。

。

DCM或CCM工作模式

CCM的优缺点：

初级峰值电流相对较小，但会叠加较大的直流成分，需要增加气隙以防止变压器饱和；占空比跟输出的电流大小无关，故适合于负载电流变化较大的场合；对次级输出的电容要求相对较低，有利于降低电容的容量与体积。次级整流二极管存在反向恢复的问题，从而引起发热与EMI问题；反馈补偿复杂，存在右半面零点的问题；需要较大的磁芯与较多的初级匝数。

DCM或CCM工作模式

决定电路工作模式的参数是初级励磁电感与负载电流。输出功率小或输出电流小的电源适合采用DCM模式，相反输出大电流或大功率的电源适合采用 CCM模式。对于一个确定功率的电源，低压 CCM，高压DCM 是较理想的选择。

漏感与分布电容

漏磁通：

耦合电感或变压器中，由一次绕组产生，且不能匝链到二次绕组的部分磁通。（如右图）

漏感：

不能耦合到二次侧的电感，分布在变压器的整个线圈中，跟绕组是串联关系，因能量不能向二次侧释放，所以在开关管关断时刻会产生较大电压尖峰。

漏感与分布电容

漏感的真实值：

对反激变压器工作过程有影响的漏感，不仅仅包含初级不能耦合到次级的电感，还包含变压器二次绕组的漏感通过匝比折算到初级的漏感，以及布线所产生的电感，通过匝比折算到初级的电感

即

Llk=Llkp+n^2*Llks+n^2*LlZS

在输出低电压大电流的电源中，次级折算过来的电感可能比一次电感还要大，这将大大降低电源的整体效率。

真实漏感的测量：

将待测变压器焊接到没有装元器件的实际PCB上，将初级绕组开路，并将所有二次绕组的整流二极管以及滤波电容短路，然后测量初级绕组的电感，得到的值就是漏感的真实值。

漏感与分布电容

数学估算真实漏感：

根据经验，在1oz的FR-4的PCB上，每英寸的布线电感约为20nH。在估算时，必须要将高频电流流过的通路进行合理的等效，最后得到的电感要按照匝比的平方折算到初级。

漏感电路的影响：

如右图，漏感将使电路波形产生振荡，增加MOSFET的电压应力与发热，使电源的整体EMI性能变差。

解决措施：

增加Snubber电路，钳位峰值电压，并将部分的损耗转移。优化变压器的绕制工艺，调整PCB Layout, 达到漏感最小化的目的。选用窗口面积宽的磁芯骨架。

漏感与分布电容

变压器分布电容的危害：

A：可能使变压器谐振（主要是LC振荡） B：在方波驱动的变压器中，会产

生很大的一次电流尖峰 C：可能与其他的电路产生静电耦合，影响EMI

分布电容的种类

匝间电容：绕组匝与匝之间的等效电容层间电容：绕组层与层之间的等效电容绕组间电容：各绕组之间的等效电容杂散电容：绕组与磁芯，外部散热片，PCB之间的等效电容可用一个等效参数Cp来表示总的分布电容，变压器浸凡立水之后，或电源整体灌胶之后，此参数将发生改变。

漏感与分布电容

匝间电容

如左下图，匝间电容在高压输出时，可能改变绕组间的绝缘强度，特别在单槽骨架中，严重时会引起匝间击穿短路

改进方法如右边的图纸，一般采用多槽的骨架进行分段绕制，减少匝间电容的影响

漏感与分布电容

层间电容

层间电容占变压器总分布电容的比例相当大，是引起电路中电压振荡与电流尖峰的元凶

一般采用优选变压器磁芯骨架，改善变压器绕制方法，如Z形绕法，U形绕法，累进式绕法等，来降低分布电容对电路中电压与电流的影响

漏感与分布电容

绕组与绕组间的电容

绕组间电容是共模信号耦合的重要通路；一般采用增加绝缘厚度，增加法拉第屏蔽层等方法来减少绕组间电容

杂散电容

是将开关噪音与共模干扰信号耦合到其他电路中的通道；一般采用接地或增加屏蔽，将干扰接地等措施来改善

气隙的作用与选取

开气隙的目的与作用：

气隙能使磁芯的等效磁路长度增加，减少剩余磁感应强调。气隙虽不能对磁通的直流成分进行完全的修正，但是能使磁通的直流成份基本维持不变，因气隙增加了磁路中的磁阻，在磁动势一定时，可以控制磁芯的磁通密度，从而平衡直流成分的影响。

气隙的作用与选取

? ?

气隙为何储存变压器的大部分能量? 简单讲就是气隙的磁阻比磁芯大得多，导致大部分的磁动势都降落在气隙上，气隙跟磁通密度成反比。

注意：气隙处的填充材料必须为逆磁性的材料，否则可能会造成气隙短路现象，达不到开气隙的本来目的；而且需要保持结构上的平衡，以使边沿磁通噪声最小化。

气隙的作用与选取

气隙处的散磁

由于边缘磁通的存在，部分散磁会被靠近变压器的元器件拾取，从而干扰其他器件的工作；解决方法就是在气隙处外包一层屏蔽层，如下图。

边缘磁通

磁力线在气隙处由于失去了磁芯的约束，在气隙的周围，部分磁力线以高损失的路径重新进入磁芯，这就引起了磁芯在气隙处的发热问题

气隙的作用与选取

开气隙的方法：

磨气隙：加工简单，量产一致性好；中柱处由于边缘磁通影响易发热

垫气隙：工艺复杂，不易控制一致性，易散磁；磁通分布均匀

变压器的绕制技术

三明治绕法的是与非

三明治绕法的好处主要是增加初次级的耦合面积，降低漏感，从而可以降低MOSFET关断时的漏感尖峰电压，降低MOSFET的电压应力，在低压输出时可以提升效率。但在增加耦合面积的同时，使绕组间的分布电容加大，而绕组间电容是共模干扰信号主要的传递路径，故三明治绕法会使EMI性能变差。采用初级包次级还是次级包初级的绕法，主要是从EMI(du/dt)与散热(大电流流过绕组)两个方面来考虑的。

变压器的绕制技术

疏绕跟密绕:

疏绕（匀绕）

绕组均匀分布在变压器窗口中；绕组的匝间电容影响小，跟其他的绕组耦合程度高，漏感小，有利于输出电压的稳定性。但绕制工艺不好控制。

密绕

绕组紧密的绕制在变压器的中间或两边；绕制工艺简单，有利于后续绕组的平整度控制。但匝间电容与漏感稍大，在输出电压较低，电流小的场合对输出电压有一定影响。

变压器的绕制技术

单层圈数的计算：

在计算单层圈数时，是通过骨架宽度除以漆包线的外径，得到的值需要将小数点以后的数值舍去，并需要减去一圈作为进出线的余量。例：EFD30的幅宽是20mm，假如初级线径是0.5mm(外径则为0.55mm)，那么可以绕制最多的圈数是 20mm/0.55mm-1=35.36 取整之后为35T

注意：

在进线与出线的边沿，特别是多股线同时绕制时，由于漆包线的折弯，造成占用的空间比正常绕组一圈时大

变压器的绕制技术

尽量绕满整数层

在计算好变压器匝数与线径直之后，接下来需要根据骨架宽度与深度验算是否能容纳下所有的绕组，此时需要考虑漆包线的外径，挡墙宽度，绝缘胶带厚度，折线厚度等因素。当发现绕组不是整数层时，就需要调整匝数或线径以满足单个绕组为整数层的要求，因为小数层绕组(特别处在最里层时)容易造成后续的绕组不平整，从而影响绕线的分布参数与绝缘强度。

变压器的绕制技术

绕组的绝缘

当绕完一个绕组之后，绕组需要将线折回到进线端的骨架定位脚时，需要先包1-2层胶带进行绝缘，然后才将线折过来。且线尽量以90度左右的角度折弯，以尽量满足对匝数精度的要求。绕线为了满足安规对绝缘的要求，一般加挡墙或使用三重绝缘线，且各绕组之间加高强度的绝缘胶带。

安规与EMI的考虑

关于安规标准

关于安规的一些要求

如果次级绕组不能跟铁芯保持安规的距离要求时，那么铁芯就被当成次级元件，必须跟初级保持足够的安规距

离。

一般用途的Adapter: IEC/EN61558-2-6 一般用途的Charger: IEC/EN60335-2-29 IT类专用的Adapter: IEC/EN60590 音响视讯类专用的Adapter: IEC/EN60065 医疗仪器类专用的Adapter: IEC/EN60601 量测仪器类专用的Adapter: IEC/EN61010

注意：

IEC/EN60335-2-29的初、级侧绕组跟铁芯的爬电距离是4.0mm，初次级元件之间的距离是8.0mm

BOBBIN厚度的要求：

IEC/EN61558-2-6与IEC/EN603352-29规定要大于1.0mm，其余的为 0.4mm

安规与EMI的考虑

变压器是怎样影响EMI的？

变压器的分布电容，是引起初级到次级的共模与差模干扰的根本原因

安规与EMI的考虑

变压器的EMI处理

从原理上来说，最有利于EMI的绕法是减少初次级之间的耦合电容，也就是说要加大初次级之间的距离，但这又会增大漏感，反而会增大电路损耗与EMI强度，所以需要综合考虑。一般常见的方法是在初次级之间增加一个Y电容，将返回地线的共模电流直接短路到初级地线，减少通过地线返回的电流。还有一种方法是在初次级绕组之间加入法拉第屏蔽层（静电屏蔽），将初次级之间的共模信号直接短路到初级地，有加铜箔(0.9T或1.1T) 与加绕组(绕组的感应电压与被屏蔽绕组电压相反)两种方法。对于辐射一般是在变压器最外层加入一个短路的屏蔽铜箔，将辐射的电磁能量以涡流的形式消耗掉，且涡流的磁场方向跟原变压器的干扰磁场相互抵消。

变压器的验证与优化

? ?

经常碰到的棘手问题：

接线（多股线，铜箔,飞线）进线与出线交叉，影响EMI 破皮(线径，绝缘强度) 多线并饶（绞合，绕线平整度）骨架窗口的有效利用率（安规挡墙，接线端口）绕组的趋肤效应与临近效应变压器的损耗温升考虑变压器设计的折中（体积，效率，温升，成本，工艺）

? ? ? ? ?

……

待续 ……

【反激变压器工程设计】相关文章：

热激蛋白04-27

双频激电相位法初探04-28

高中变压器教案01-07

变压器验收及程序05-01