反激变压器工程设计
反激变压器工程设计
电源网深圳电源技术交流会
2011年11月 邹超洋
内容提要
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反激电源的结构与应用 匝比的选取 DCM或CCM工作模式 漏感与分布电容 气隙的作用与选取 变压器的绕制技术 安规与EMI的考虑 变压器的验证与优化
反激电源的结构与应用
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Flyback是Buck-boost的隔离版本， Flyback中变压器T的功能跟 Buck-boost中L1的作用基本相同，但多了一个隔离初、次级电压的 功能。 但变压器的设计比电感却复杂得多，需要有很强的理论知识与丰富 的实践经验，才能很好的平衡各个参数，达到设计规格的要求
反激电源的结构与应用
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反激式开关电源因为其简单的结构，低廉的成本，在小功率电源中， 特别在多路输出的辅助电源中被广泛采用。 由于反激变换器有较大的纹波电流流过变压器跟输出元件（DCM模 式时纹波电流更大），这会降低整体效率，所以反激不适合大功率特 别是大电流的输出场合，一般应用在小于150W的场合。 反激电源中的变压器由于集三大功能（储能电感，电气隔离，电压与 电流变换）于一身，而且在CCM模式工作时，变压器还需要承受较 大的直流成分，所以其工作状态较其他单端正激类，双端正激类拓扑 （push-pull,half-birdge,full-bridge及相关衍生拓扑）的变压器要复杂 得多，很多电源工程师喜欢用纯数学理论的方法去计算与设计，往往 很难得到满意的结果。其原因是因为变压器的实际模型中有很多的分 布参数很难估算，所以，工程应用设计中往往需要将很多的参数作折 衷考虑，以便获得更优的整体性能。
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匝比的选取
匝比的选取跟电源的占空比息息相关 n = [Vin(min) / (Vo + Vf)] * [Dmax / (1-Dmax)] 或 Dmax = n*(Vo + Vf) / [Vin(min) + n*(Vo + Vf)]
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由上式可以看出， Dmax ∝ n
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反激电源中，如果采用电流控制模式，为了避免出现次谐 波振荡，建议最大占空比不要超过0.5，否则需要采用斜 坡补偿
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匝比还决定这次级整流二极管的反向耐压值 Vd = Vo + Vin(max) / n
匝比的选取
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匝比决定着初级的MOSFET的电压应力 Vmos = Vin(max) + n*(Vo + Vf)
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由左图可知，增 大匝比会使开关 MOSFET的Vds 电压应力增大， Snubber电路的 损耗也加大，从 而影响电源的整 体效率。
DCM或CCM工作模式
DCM的优缺点：
所有功率元器件承受的峰值电流较大，电流的有效值也大，在一定程 度上会影响电路的效率；大的di/dt会带来EMI问题；因为占空比跟输 出的电流大小有关，要得到稳定的输出，必定有个最小负载的问题； 对次级输出的电容要求也更高，否则会有很大的纹波问题。 因为初级开关管开通前，次级整流二极管就已经关闭，
所以不存在反 向恢复的问题；反馈补偿容易，不存在右半面零点的问题，所以负载 电流突变引起的瞬态响应更快，过冲也不会太高。
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DCM或CCM工作模式
CCM的优缺点：
初级峰值电流相对较小，但会叠加较大的直流成分，需要增加气隙以 防止变压器饱和；占空比跟输出的电流大小无关，故适合于负载电流 变化较大的场合；对次级输出的电容要求相对较低，有利于降低电容 的容量与体积。 次级整流二极管存在反向恢复的问题，从而引起发热与EMI问题；反 馈补偿复杂，存在右半面零点的问题；需要较大的磁芯与较多的初级 匝数。
DCM或CCM工作模式
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决定电路工作模 式的参数是初级 励磁电感与负载 电流。 输出功率小或输 出电流小的电源 适合采用DCM模 式，相反输出大 电流或大功率的 电源适合采用 CCM模式。 对于一个确定功 率的电源，低压 CCM，高压DCM 是较理想的选择。
漏感与分布电容
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漏磁通：
耦合电感或变压器中，由 一次绕组产生，且不能匝 链到二次绕组的部分磁通。 （如右图）
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漏感：
不能耦合到二次侧的电感， 分布在变压器的整个线圈 中，跟绕组是串联关系， 因 能量不能向二次侧释放， 所以在开关管关断时刻会 产生较大电压尖峰。
漏感与分布电容
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漏感的真实值：
对反激变压器工作过程有影响的漏感，不仅仅包含初级不能耦合到次 级的电感，还包含变压器二次绕组的漏感通过匝比折算到初级的漏感， 以及布线所产生的电感，通过匝比折算到初级的电感
即
Llk=Llkp+n^2*Llks+n^2*LlZS
在输出低电压大电流的电源中，次级折算过来的电感可能比一次电感 还要大，这将大大降低电源的整体效率。
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真实漏感的测量：
将待测变压器焊接到没有装元器件的实际PCB上，将初级绕组开路， 并将所有二次绕组的整流二极管以及滤波电容短路，然后测量初级绕 组的电感，得到的值就是漏感的真实值。
漏感与分布电容
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数学估算真实漏感：
根据经验，在1oz的FR-4的PCB上，每英寸的布线电感约为20nH。 在估算时，必须要将高频电流流过的通路进行合理的等效，最后得到 的电感要按照匝比的平方折算到初级。
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漏感电路的影响：
如右图，漏感将使电路波形产生振荡，增 加MOSFET的电压应力与发热，使电源的 整体EMI性能变差。
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解决措施：
增加Snubber电路，钳位峰值电压，并将 部分的损耗转移 。 优化变压器的绕制工艺，调整PCB Layout, 达到漏感最小化的目的。 选用窗口面积宽的磁芯骨架。
漏感与分布电容
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变压器分布电容的危害：
A：可能使变压器谐振（主要是LC振荡） B：在方波驱动的变压器中，会产
生很大的一次电流尖峰 C：可能与其他的电路产生静电耦合，影响EMI
分布电容的种类
匝间电容：绕组匝与匝之间的等效电容 层间电容：绕组层与层之间的等效电容 绕组间电容：各绕组之间的等效电容 杂散电容：绕组与 磁芯，外部散热片，PCB之间的等效电容 可用一个等效参数Cp来表示总的分布电容，变压器浸凡立水之后， 或电源整体灌胶之后，此参数将发生改变。
漏感与分布电容
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匝间电容
如左下图，匝间电容在高压输出时，可能改变绕组间的绝缘强度，特 别在单槽骨架中，严重时会引起匝间击穿短路
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改进方法如右边的图纸，一般采用多槽的骨架进行分段绕制，减 少匝间电容的影响
漏感与分布电容
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层间电容
层间电容占变压器总分布电容的比例相当大，是引起电路中电压振荡 与电流尖峰的元凶
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一般采用优选变压器磁芯骨架，改善变压器绕制方法，如Z形绕 法，U形绕法，累进式绕法等，来降低分布电容对电路中电压与 电流的影响
漏感与分布电容
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绕组与绕组间的电容
绕组间电容是共模信号耦合的重要通路；一般采用增加绝缘厚度，增 加法拉第屏蔽层等方法来减少绕组间电容
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杂散电容
是将开关噪音与共模干扰信号耦合到其他电路中的通道；一般采用接 地或增加屏蔽，将干扰接地等措施来改善
气隙的作用与选取
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开气隙的目的与作用：
气隙能使磁芯的等效 磁路长度增加，减少 剩余磁感应强调。 气隙虽不能对磁通的 直流成分进行完全的 修正，但是能使磁通 的直流成份基本维持 不变，因气隙增加了 磁路中的磁阻，在磁 动势一定时，可以控 制磁芯的磁通密度， 从而平衡直流成分的 影响。
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气隙的作用与选取
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气隙为何储存变压器的大部分 能量? 简单讲就是气隙的磁阻比磁芯 大得多，导致大部分的磁动势 都降落在气隙上，气隙跟磁通 密度成反比。
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注意： 气隙处的填充材料必须为逆磁 性的材料，否则可能会造成气 隙短路现象，达不到开气隙的 本来目的；而且需要保持结构 上的平衡，以使边沿磁通噪声 最小化。
气隙的作用与选取
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气隙处的散磁
由于边缘磁通的存在，部分散 磁会被靠近变压器的元器件拾 取，从而干扰其他器件的工作； 解决方法就是在气隙处外包一 层屏蔽层，如下图。
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边缘磁通
磁力线在气隙处由于失去了磁芯的约 束，在气隙的周围，部分磁力线以高 损失的路径重新进入磁芯，这就引起 了磁芯在气隙处的发热问题
气隙的作用与选取
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开气隙的方法：
磨气隙：加工简单，量产一致性好；中柱处由于边缘磁通影响易发热
垫气隙：工艺复杂，不易控制一致性，易散磁；磁通分布均匀
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变压器的绕制技术
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三明治绕法的是与非
三明治绕法的好处主要是增加初次级 的耦合面积，降低漏感，从而可以降 低MOSFET关断时的漏感尖峰电压， 降低MOSFET的电压应力，在低压输 出时可以提升效率。 但在增加耦合面积的同时，使绕组间 的分布电容加大，而绕组间电容是共 模干扰信号主要的.传递路径，故三明 治绕法会使EMI性能变差。 采用初级包次级还是次级包初级的绕 法，主要是从EMI(du/dt)与散热(大电 流流过绕组)两个方面来考虑的。
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变压器的绕制技术
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疏绕跟密绕:
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疏绕（匀绕）
绕组均匀分布在变压器窗口中； 绕组的匝间电容影响小，跟其他 的绕组耦合程度高，漏感小，有 利于输出电压的稳定性。但绕制 工艺不好控制。
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密绕
绕组紧密的绕制在变压器的中间 或两边；绕制工艺简单，有利于 后续绕组的平整度控制。但匝间 电容与漏感稍大，在输出电压较 低，电流小的场合对输出电压有 一定影响。
变压器的绕制技术
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单层圈数的计算：
在计算单层圈数时，是通 过骨架宽度除以漆包线的 外径，得到的值需要将小 数点以后的数值舍去，并 需要减去一圈作为进出线 的余量。 例：EFD30的幅宽是20mm， 假如初级线径是0.5mm(外 径则为0.55mm)，那么可 以绕制最多的圈数是 20mm/0.55mm-1=35.36 取整之后为35T
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注意：
在进线与出线的边沿，特别是多股 线同时绕制时，由于漆包线的折弯， 造成占用的空间比正常绕组一圈时 大
变压器的绕制技术
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尽量绕满整数层
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在计算好变压器匝数与线径直之后，接下来需要根据骨架宽度与深 度验算是否能容纳下所有的绕组，此时需要考虑漆包线的外径，挡 墙宽度，绝缘胶带厚度，折线厚度等因素。 当发现绕组不是整数层时，就需要调整匝数或线径以满足单个绕组 为整数层的要求，因为小数层绕组(特别处在最里层时)容易造成后 续的绕组不平整，从而影响绕线的分布参数与绝缘强度。
变压器的绕制技术
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绕组的绝缘
当绕完一个绕组之后，绕组 需要将线折回到进线端的骨 架定位脚时，需要先包1-2层 胶带进行绝缘，然后才将线 折过来。 且线尽量以90度左右的角度 折弯，以尽量满足对匝数精 度的要求。 绕线为了满足安规对绝缘的 要求，一般加挡墙或使用三 重绝缘线，且各绕组之间加 高强度的绝缘胶带。
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安规与EMI的考虑
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关于安规标准
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关于安规的一些要求
如果次级绕组不能跟铁芯保持安规 的距离要求时，那么铁芯就被当成 次级元件，必须跟初级保持足够的 安规距
离。
一般用途的Adapter: IEC/EN61558-2-6 一般用途的Charger: IEC/EN60335-2-29 IT类专用的Adapter: IEC/EN60590 音响视讯类专用的Adapter: IEC/EN60065 医疗仪器类专用的Adapter: IEC/EN60601 量测仪器类专用的Adapter: IEC/EN61010
注意：
IEC/EN60335-2-29的初、级侧绕组 跟铁芯的爬电距离是4.0mm，初次 级元件之间的距离是8.0mm
BOBBIN厚度的要求：
IEC/EN61558-2-6与IEC/EN603352-29规定要大于1.0mm，其余的为 0.4mm
安规与EMI的考虑
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变压器是怎样影响EMI的？
变压器的分布电容，是引起初级到次级的共模与差模干扰的根本原因
安规与EMI的考虑
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变压器的EMI处理
从原理上来说，最有利于EMI的绕法是减少初次级之间的耦合电容， 也就是说要加大初次级之间的距离，但这又会增大漏感，反而会增大 电路损耗与EMI强度，所以需要综合考虑。 一般常见的方法是在初次级之间增加一个Y电容，将返回地线的共模 电流直接短路到初级地线，减少通过地线返回的电流。 还有一种方法是在初次级绕组之间加入法拉第屏蔽层（静电屏蔽）， 将初次级之间的共模信号直接短路到初级地，有加铜箔(0.9T或1.1T) 与加绕组(绕组的感应电压与被屏蔽绕组电压相反)两种方法。 对于辐射一般是在变压器最外层加入一个短路的屏蔽铜箔，将辐射的 电磁能量以涡流的形式消耗掉，且涡流的磁场方向跟原变压器的干扰 磁场相互抵消。
变压器的验证与优化
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经常碰到的棘手问题：
接线（多股线，铜箔,飞线） 进线与出线交叉，影响EMI 破皮(线径，绝缘强度) 多线并饶（绞合，绕线平整度） 骨架窗口的有效利用率（安规挡墙，接线端口） 绕组的趋肤效应与临近效应 变压器的损耗温升考虑 变压器设计的折中（体积，效率，温升，成本，工艺）
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待续 ……
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